SPWM控制算法原理

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采样控制理论中有一个重要结论:冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,其效果基本相同.PWM控制技术就是以该结论为理论基础,对半导体开关器件的导通和关断进行控制,使输出端得到一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲,用这些脉冲来代替正弦波或其他所需要的波形.按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制,既可改变逆变电路输出电压的大小,也可改变输出频率。PWM控制的基本原理很早就已经提出,但是受电力电子器件发展水平的制约,在上世纪80年代以前一直未能实现.直到进入上世纪80年代,随着全控型电力电子器件的出现和迅速发展,PWM控制技术才真正得到应用.随着电力电子技术,微电子技术和自动控制技术的发展以及各种新的理论方法,如现代控制理论,非线性系统控制思想的应用,PWM控制技术获得了空前的发展.到目前e799bee5baa6e79fa5e98193e78988e69d8331333361303032为止,已出现了多种PWM控制技术,根据PWM控制技术的特点,到目前为止主要有以下方法。在上世纪70年代开始至上世纪80年代初,由于当时大功率晶体管主要为双极性达林顿三极管,载波频率一般不超过5kHz,电机绕组的电磁噪音及谐波造成的振动引起了人们的关注。为求得改善,随机PWM方法应运而生。其原理是随机改变开关频率使电机电磁噪音近似为限带白噪声(在线性频率坐标系中,各频率能量分布是均匀的),尽管噪音的总分贝数未变,但以固定开关频率为特征的有色噪音强度大大削弱。正因为如此,即使在IGBT已被广泛应用的今天,对于载波频率必须限制在较低频率的场合,随机PWM仍然有其特殊的价值;另一方面则说明了消除机械和电磁噪音的最佳方法不是盲目地提高工作频率,随机PWM技术正是提供了一个分析,解决这种问题的全新思路。SPWM(Sinusoidal PWM)法是一种比较成熟的,目前使用较广泛的PWM法。前面提到的采样控制理论中的一个重要结论:冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,其效果基本相同。SPWM法就是以该结论为理论基础,用脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆变电路中开关器件的通断,使其输出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等,通过改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电路输出电压的频率和幅值。该方法的实现有以下几种方案。等面积法该方案实际上就是SPWM法原理的直接阐释,用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替正弦波,然后计算各脉冲的宽度和间隔,并把这些数据存于微机中,通过查表的方式生成PWM信号控制开关器件的通断,以达到预期的目的。由于此方法是以SPWM控制的基本原理为出发点,可以准确地计算出各开关器件的通断时刻,其所得的的波形很接近正弦波,但其存在计算繁琐,数据占用内存大,不能实时控制的缺点。硬件调制法硬件调制法是为解决等面积法计算繁琐的缺点而提出的,其原理就是把所希望的波形作为调制信号,把接受调制的信号作为载波,通过对载波的调制得到所期望的PWM波形.通常采用等腰三角波作为载波,当调制信号波为正弦波时,所得到的就是SPWM波形.其实现方法简单,可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路,用比较器来确定它们的交点,在交点时刻对开关器件的通断进行控制,就可以生成SPWM波.但是,这种模拟电路结构复杂,难以实现精确的控制。软件生成法由于微机技术的发展使得用软件生成SPWM波形变得比较容易,因此,软件生成法也就应运而生.软件生成法其实就是用软件来实现调制的方法,其有两种基本算法,即自然采样法和规则采样法。自然采样法以正弦波为调制波,等腰三角波为载波进行比较,在两个波形的自然交点时刻控制开关器件的通断,这就是自然采样法。其优点是所得SPWM波形最接近正弦波,但由于三角波与正弦波交点有任意性,脉冲中心在一个周期内不等距,从而脉宽表达式是一个超越方程,计算繁琐,难以实时控制。规则采样法规则采样法是一种应用较广的工程实用方法,一般采用三角波作为载波。其原理就是用三角波对正弦波进行采样得到阶梯波,再以阶梯波与三角波的交点时刻控制开关器件的通断,从而实现SPWM法。当三角波只在其顶点(或底点)位置对正弦波进行采样时,由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽,在一个载波周期(即采样周期)内的位置是对称的,这种方法称为对称规则采样。当三角波既在其顶点又在底点时刻对正弦波进行采样时,由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽,在一个载波周期(此时为采样周期的两倍)内的位置一般并不对称,这种方法称为非对称规则采样。规则采样法是对自然采样法的改进,其主要优点就是是计算简单,便于在线实时运算,其中非对称规则采样法因阶数多而更接近正弦.其缺点是直流电压利用率较低,线性控制范围较小。以上两种方法均只适用于同步调制方式中。低次谐波消去法是以消去PWM波形中某些主要的低次谐波为目的的方法。其原理是对输出电压波形按傅氏级数展开,表示为u(ωt)=ansinnωt,首先确定基波分量a1的值,再令两个不同的an=0,就可以建立三个方程,联立求解得a1、a2及a3,这样就可以消去两个频率的谐波。该方法虽然可以很好地消除所指定的低次谐波,但是,剩余未消去的较低次谐波的幅值可能会相当大,而且同样存在计算复杂的缺点。该方法同样只适用于同步调制方式中。前面所介绍的各种方法主要是以输出波形尽量接近正弦波为目的,从而忽视了直流电压的利用率,如SPWM法,其直流电压利用率仅为86.6%。因此,为了提高直流电压利用率,提出了一种新的方法—梯形波与三角波比较法。该方法是采用梯形波作为调制信号,三角波为载波,且使两波幅值相等,以两波的交点时刻控制开关器件的通断实现PWM控制。由于当梯形波幅值和三角波幅值相等时,其所含的基波分量幅值已超过了三角波幅值,从而可以有效地提高直流电压利用率.但由于梯形波本身含有低次谐波,所以输出波形中含有5次,7次等低次谐波。前面所介绍的各种PWM控制方法用于三相逆变电路时,都是对三相输出相电压分别进行控制的,使其输出接近正弦波,但是,对于像三相异步电动机这样的三相无中线对称负载,逆变器输出不必追求相电压接近正弦,而可着眼于使线电压趋于正弦。因此,提出了线电压控制PWM,主要有以下两种方法:马鞍形波与三角波比较法马鞍形波与三角波比较法也就是谐波注入PWM方式(HIPWM),其原理是在正弦波中加入一定比例的三次谐波,调制信号便呈现出马鞍形,而且幅值明显降低,于是在调制信号的幅值不超过载波幅值的情况下,可以使基波幅值超过三角波幅值,提高了直流电压利用率。在三相无中线系统中,由于三次谐波电流无通路,所以三个线电压和线电流中均不含三次谐波[4]。除了可以注入三次谐波以外,还可以注入其他3倍频于正弦波信号的其他波形,这些信号都不会影响线电压.这是因为,经过PWM调制后逆变电路输出的相电压也必然包含相应的3倍频于正弦波信号的谐波,但在合成线电压时,各相电压中的这些谐波将互相抵消,从而使线电压仍为正弦波。单元脉宽调制法因为,三相对称线电压有Uuv+Uvw+Uwu=0的关系,所以,某一线电压任何时刻都等于另外两个线电压负值之和。现在把一个周期等分为6个区间,每区间60°,对于某一线电压例如Uuv,半个周期两边60°区间用Uuv本身表示,中间60°区间用-(Uvw+Uwu)表示,当将Uvw和Uwu作同样处理时,就可以得到三相线电压波形只有半周内两边60°区间的两种波形形状,并且有正有负.把这样的电压波形作为脉宽调制的参考信号,载波仍用三角波,并把各区间的曲线用直线近似(实践表明,这样做引起的误差不大,完全可行),就可以得到线电压的脉冲波形,该波形是完全对称,且规律性很强,负半周是正半周相应脉冲列的反相,因此,只要半个周期两边60°区间的脉冲列一经确定,线电压的调制脉冲波形就唯一地确定了.这个脉冲并不是开关器件的驱动脉冲信号,但由于已知三相线电压的脉冲工作模式,就可以确定开关器件的驱动脉冲信号了。该方法不仅能抑制较多的低次谐波,还可减小开关损耗和加宽线性控制区,同时还能带来用微机控制的方便,但该方法只适用于异步电动机,应用范围较小。电流控制PWM的基本思想是把希望输出的电流波形作为指令信号,把实际的电流波形作为反馈信号,通过两者瞬时值的比较来决定各开关器件的通断,使实际输出随指令信号的改变而改变。其实现方案主要有以下3种。滞环比较法这是一种带反馈的PWM控制方式,即每相电流反馈回来与电流给定值经滞环比较器,得出相应桥臂开关器件的开关状态,使得实际电流跟踪给定电流的变化。该方法的优点是电路简单,动态性能好,输出电压不含特定频率的谐波分量。其缺点是开关频率不固定造成较为严重的噪音,和其他方法相比,在同一开关频率下输出电流中所含的谐波较多。三角波比较法该方法与SPWM中的三角波比较方式不同,这里是把指令电流与实际输出电流进行比较,求出偏差电流,通过放大器放大后再和三角波进行比较,产生PWM波。此时开关频率一定,因而克服了滞环比较法频率不固定的缺点。但是,这种方式电流响应不如滞环比较法快。预测电流控制法预测电流控制是在每个调节周期开始时,根据实际电流误差、负载参数及其它负载变量,来预测电流误差矢量趋势,因此,下一个调节周期由PWM产生的电压矢量必将减小所预测的误差。该方法的优点是,若给调节器除误差外更多的信息,则可获得比较快速、准确的响应。这类调节器的局限性在于响应速度及过程模型系数参数的准确性。空间电压矢量控制PWM(SVPWM)也叫磁通正弦PWM。它以三相波形整体生成效果为前提,以逼近电机气隙的理想圆形旋转磁场轨迹为目的,用逆变器不同的开关模式所产生的实际磁通去逼近基准圆磁通,由它们的比较结果决定逆变器的开关,形成PWM波形。此法从电动机的角度出发,把逆变器和电机看作一个整体,以内切多边形逼近圆的方式进行控制,使电机获得幅值恒定的圆形磁场(正弦磁通)。具体方法又分为磁通开环式和磁通闭环式。磁通开环法用两个非零矢量和一个零矢量合成一个等效的电压矢量,若采样时间足够小,可合成任意电压矢量..www.egvchb.cn防采集请勿采集本网。

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因转码可能存在排版等问题,敬请谅解!以下文字仅供您参考:2 SPWM原理及控制方法 2.1 SPWM基本原理? 电能最基本的形态为:DC、AC 四大基本状态转换: DC→AC、DC→DC、AC→DC、AC→AC? 电力电子器件只是工作在两种状态 开通、关断 开通:即工作在高度饱和导通状态

变频器?一、变频器概述二、变频器基本原理三、变频器的保护功能四、变频器的干扰及预防措施五、变频器应用一、变频器概述?三相交流异步电机的结构简单、坚固、运行可靠、价格低廉e68a84e8a2ad

如何利用电力电子器件的开通和关断两 种状态实现 电能四大基本状态之间的转换 就是电力电子学所要研究的核心内容3 2.1 SPWM基本原理

按照前面讲述的PWM逆变电路的基本原理和控制方法,可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路,用比较器来确定它们的交点,在交点时刻对功率开关器件的通断进行控制,就可以生成SPWM波形。

理想开关:? 导通电阻为0,即:通态压降为0 ? 关断电阻为∞ ? 不考虑开通和关断时间,即:瞬时开通和关断

由于此方法是以636f70797a6431333361303730SPWM控制的基本原理为出发点,可以准确地计算出各开关器件的通断时刻,其所得的的波形很接近正弦波,但其存在计算繁琐,数据占用内存大,不能实时控制的缺点。

实际电力电子器件(开关):? 导通电阻不为0,通态压降为2V左右 ? 关断电阻也不为∞,有少量漏电流 ? 需要一定时间才能完全开通和关断,一般在10us以下

设定V/F曲线的目的,就是为了改善变频器的频率-扭矩特性,以满足配套设备的需要。从V/F曲线图我们可以看到,从V侧开始,到F侧,V/F曲线其对应的低频扭矩是越来越小的。

理论分析一般都采用理想开关。

在涉及散热系 统设计、死区时间选取、器件串并联设计、器件保 护等方面时,将必须按实际电力电子器件考虑4 2.1 SPWM基本原理

实现电能四种基本形态的转换就是利用PWM 调制? PWM(Pulse Width Modulation)脉宽调制技 术:通过对一系列脉冲的宽度进行调制,来等 效的获得所需要的波形(形状和幅值)? SPWM(Sinusoidal Pulse Width Modulation) 正弦脉宽调制技术:通过对一系列宽窄不等的 脉冲进行调制,来等效正弦波形(幅值、相位 和频率)5 2.1 SPWM基本原理? PWM占空比调制(DC?DC)T TW U inδ = TWTU outU out = δ Uin6 2.1 SPWM基本原理? SPWM调制思想(DC→AC)UdOωt-U d

如何利用宽窄不等的方波来等效正弦波就是SPWM调制的 基本思路,保证宽窄不等的方波所对应的基波与所需要等效的 正弦波的幅值、相位和频率均相等

需要重点关注的问题:谐波、直流电压利用率、开关损耗、跟踪(响应)速度、 不同应用场合的特殊问题7 2.1 SPWM基本原理? PWM控制的思想源于通信技术,全控型器件的发 展使得实现PWM控制变得十分容易? PWM技术的应用十分广泛,它使电力电子装置的 性能大大提高,因此它在电力电子技术的发展史 上占有十分重要的地位? PWM控制技术正是有赖于在逆变电路中的成功应 用,才确定了它在电力电子技术中的重要地位

重点讲述 DC→AC(逆变) AC→DC(整流)8 2.1 SPWM基本原理1)重要理论基础——面积等效原理冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的 环节上时,其效果基本相同。冲量

窄脉冲的面积

效果基本相同

环节的输出响应波形基本相同f (t)f (t)f (t)f (t)d (t)OtOtOtOt

a)矩形脉冲b)三角形脉冲 c)正弦半波脉冲 d)单位脉冲函数

形状不同而冲量相同的各种窄脉冲9 2.1 SPWM基本原理

具体的实例说明 “面积等效原理”a)b)冲量相等的各种窄脉 冲的响应波形u (t)-电压窄脉

冲,是电路的输入i (t)-输出电流,

是电路的响应10 2.1 SPWM基本原理

如何用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波uuSPWM波 uOOωω>>ttOω> tuOω>t

若要改变等效输出正弦 波幅值,按同一比例改 变各脉冲宽度即可。11 2.1 SPWM基本原理

对于正弦波的负半周,采取同样的方法,得到PWM波 形,因此正弦波一个完整周期的等效PWM波为:UdOwt-U d

根据面积等效原理,正弦波还可等效为下图中的PWM 波,而且这种方式在实际应用中更为广泛。UdO -U dwt12 2.1 SPWM基本原理

目前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技术 逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合 PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种,目 前实用的PWM逆变电路几乎都是电压型电路13 2.2 SPWM逆变及其控制方法SPWM逆变就是研究

DC→AC 单相核心部分三相核心部分14 2.2 SPWM逆变及其控制方法

如何通过电力电子器件开通和关断,将直流变 换成宽窄不等的方波

关键是如何确定脉冲宽度,SPWM波产生方法Ud单极性OωtSPWM-U dUd双极性OSPWM-Udωt15 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 计算法和调制法 ? 谐波消除法 ? 智能优化法 ? 异步调制和同步调制 ? 自然采样法 ? 规则采样法 ? PWM跟踪控制技术 ? 矢量控制 ? 多重化结构16 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 计算法

– 根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数,准确 计算PWM波各脉冲宽度和间隔,据此控制逆变

电路开关器件的通断,就可得到所需PWM波形

– 本法较繁琐,当输出正弦波的频率、幅值或相 位变化时,结果都要变化 u

如:按照等面积原则

计算开关时刻Ouω>tOω>17t 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 单极性调制法(单相)uuucr

自然采样法Oωtu oU dO-U du o u of

输出的宽窄不等方波的 基波幅值、相位和频率 与信号波相等ω t 提问:

为何采用三角载波?18 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 双极性调制法(单相)uuurcOωtuuuofooU dO -Udωt 19 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 双极性调制法(三相)u OuuuurUrVcrW?tuUN'Ud2OU?d2uVN'Ud2OU?d2uWN'Ud2O?t ?t ?tuUVUdO-Udu UNO?t2UdUd3320 ? t 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 防直通,死区时间问题

同一相上下两臂的驱动信号

互补,为防止上下臂直通而

造成短路,留一小段上下臂V4

都施加关断信号的死区时间V1

长短主要由开关器件的关断时间决定TD

会给输出的PWM波带来影 响,使其稍稍偏离正弦波,V1

降低输出交流幅值V1* V4V4*21 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 特定谐波消去法(计算法)

Selected Harmonic Elimination PWM—SHEPWM

这是计算法中一种较有 uo

代表性的方法Ud

输出电压半周期内,器 件通、断各3次(不包括O a1a2 a3π2πωt0和π),共6个开关时刻可控-Ud

为减少谐波并简化控 制,要尽量使波形对称22 2.2 SPWM逆变及其控制方法

首先,为消除偶次谐波,使波形正负两半周期镜对称,即u (ω t ) = ? u (ω t + π )

其次,为消除谐波中余弦项,应使波形在正半周期

内前后1/4周期以π/2为轴线对称u(ωt) = u(π ? ωt)

同时满足上两式的波形称为四分之一周期对称波

形,用傅里叶级数表示为∞u(ωt) = ∑ an sin nωtn=1,3,5,"

∫ 式中,an为an=4ππ2 u(ωt)sinnωtdωt023 2.2 SPWM逆变及其控制方法

能独立控制a1、a 2和a 3共3个时刻。

该波形的an为∫ ∫ a n=4π? ??U α 1d02sinnω tdω t +

α 2 ( ? U d sin n ω t ) d ω tα12∫ ∫ +U α 3dsinnω tdω t +π 2(? U dsinα2 2α32nωt)dωt? ??=2U dnπ(1 ?2 cosnα1 +2 cosnα 2?2 cosnα 3)

式中n=1,3,5,…uoUd

确定a1的值,再令两个 不同的an=0 (n= 1, 3,O a1a2 a3p2pwt5 …),就可建三个方

程,求得a1、a2和a3-U d24 2.2 SPWM逆变及其控制方法

消去两种特定频率的谐波

在三相对称电路的线电压中,相电压所含的3次谐波相 互抵消。

可考虑消去5次和7次谐波,得如下联立方程:a1 =2U dπ(1 ?2 cos α 1+2 cosα2?2 cosα3)? ? ?a5=2U d5π(1 ?2 cos5α 1+2 cos5α 2?2 cos5α 3 )=0? ? ?a7 =2U d7π(1 ?2 cos7α 1+2 cos7α 2?2 cos7α 3 )=0? ??

给定a1,解方程可得a1、a2和a3。

a1变,a1、a2和a3也相应改变。 25 2.2 SPWM逆变及其控制方法

一般在输出电压半周期内,器件通、断各k次,考 虑到PWM波四分之一周期对称,k个开关时刻可控, 除用一个自由度控制基波幅值外,可消去k-1个频

率的特定谐波

k的取值越大,开关时刻的计算越复杂26 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 智能优化方法思路uo UdO a1a2 a3p2pwt-U d

开关时刻自由度很大,理论上可以任意选取,自由选取原则: ? 保证基波与要求的相等 ? 保证低次谐波幅值很小或接近0 ? 保证总谐波幅值(THD)最小

其它方法比较难以取得很好的优化效果,人工智能方法很适合 27 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 异步调制和同步调制载波比

载波频率fc与调制信号频率fr之比,N = fc / fr

根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况,PWM调制方 式分为异步调制和同步调制。1) 异步调制

载波信号和调制信号不同步的调制方式

通常保持fc固定不变,当fr变化时,载波比N是变化的

在信号波的半周期内,PWM波的脉冲个数不固定,相位也不固定,正负半 周期的脉冲不对称,半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称

当fr较低时,N较大,一周期内脉冲数较多,脉冲不对称产生的不利影响都较小

当fr增高时,N减小,一周期内的脉冲数减少,PWM脉冲不对称的影响就变大28 2.2 SPWM逆变及其控制方法2) 同步调制

——载波信号和调制信号保持同步的调制方式,当变频时 使载波与信号波保持同步,即N等于常数。

基本同步调制方式,fr变化时N不变, u

信号波一周期内输出脉冲数固定三相电路中公用一个三角波载波,且 O

取N为3的整数倍,使三相输出对称uUN'

为使一相的PWM波正负半周镜对称,N应取奇数Ud2O-Ud 2

fr很低时,fc也很低,由调制带来的uVN'谐波不易滤除O

fr很高时,fc会过高,使开关器件难 uWN'以承受OurUuc urVurW tt t 29t 2.2 SPWM逆变及其控制方法3)分段同步调制——

异步调制和同步调制的综合应用 2.4

f /kHzc201 147 99 69 45 33

把整个fr范围划分成若干个频段, 每个频段内保持N恒定,不同频段2.0 1.621的N不同1.20.8

在fr高的频段采用较低的N,使载 0.4

波频率不致过高;

在fr低的频段采0 10 20 30 40 50 60 70 80

用较高的N,使载波频率不致过低

fr /H z

为防止fc在切换点附近来回跳动,采用滞后切换的方法

同步调制比异步调制复杂,但用微机控制时容易实现

可在低频输出时采用异步调制方式,高频输出时切换到同步调制方 式,这样把两者的优点结合起来,和分段同步方式效果接近 30 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 自然采样法1TC

为简单起见,在计算机内部一般进行标称化,假定三角波最大 值为1us = M sin ωt

M 称为调制比,也可理解为输出交

流电压幅值与直流电压幅值之比31 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 自然采样法? 正弦波(调制波)与三角波(载

波)的交点确定脉冲宽度u? 交点求解涉及到多次三角函数计

算和迭代多次,计算量很大。

早 O 期实时控制计算机速度较慢,难

以实时完成,故自然采用法使用较少。

或者离线计算出来,实时 查表,但如果对象运行工况较多 u o

或运行范围较宽,表格需要内存很多OTcucurtAtDtBtδδ22δ'δδ't? 现代数字信号处理( DSP )单

元计算速度越来越快,现在也已

开始逐步采用32 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 规则采样法? 载波周期中点与正弦波(调制 u

波)的交点所作的水平线与三

角波(载波)的交点确定脉冲宽度O? 交点求解只需计算一次三角函

数计算,且无需迭代运算,计

算量很小。

在早期以及现在实 u o

时控制中规则采样法得到广泛应用O? 规则采样法得到的SPWM波与 自然采样法接近,谐波会略微 大一点Tc uc A DBtAtDtBur tδδ22δ'δδ't33 2.2 SPWM逆变及其控制方法? PWM逆变电路的谐波分析uo UdO a1a2 a3p2pwt-Ud

PWM 逆变器负载34 2.2 SPWM逆变及其控制方法? PWM逆变电路的谐波分析(单相)δ3δ4π? π?δ7δ6 δ5 δ2 δ1δ1 δ2δ5 δ6π? δ7π? δ4δ3π+ δ3 δ4π+ δ72π ? 2π ?δ6 δ5δ2 δ1ωtπ+ δ1 δ2π+ δ5 δ62π ? δ72π ? δ4 δ30ππ2∞

f (δ ) = ∑Vok 2 ×sin kωt

k =1,3,5,"

∑( ) Vok=4Vdc2kπ

N2 i=1

(?1)i?1 × cosk δi

k = 1,3,5,... δi = ωti3π2π2

傅里叶变换:? 波形正负半波对称 ? 波形?对称δi 开关角度ti 开关时刻35 2.2 SPWM逆变及其控制方法? PWM逆变电路的谐波分析(三相)

对于三相系统,线电压中不含的三次及其倍数谐波:

∑ ( ) VoLk=43Vdc2kπ

N2 i =1

(?1) i?1 × cos kω ti

k = 1, 6m ±1 m = 1,2,3,...

∑ THD =Vm n =502n=2Ln

/ Vm L1

电力电子器件工作的开关频率越高,低次谐波越小,但开

关器件的开关损耗也越大,带来散热问题同时也会使电能变换 效率降低。

高压大功率电力电子器件工作频率一般不高于1kHz36 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 提高直流电压利用率

调制比 较小

调制比=1 有窄脉冲 出现

调制比>1 脉冲数减小 谐波加大37 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 提高直流电压利用率 ? 直流电压利用率——逆变电路输出交流电压基波最大幅

值U1m和直流电压Ud之比。? 提高直流电压利用率可提高逆变器的输出能力。

? 减少器件的开关次数可以降低开关损耗。? 正弦波调制的三相PWM逆变电路,调制度a为1时,输出线 电压的基波幅值为0.866Ud,直流电压利用率为0.866,实

际还更低。38 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 梯形波调制方法 u uc u rUu rVu rWO

优点:在相同直流

电压幅值情况下可

以较大的交流基u UN'波。

直流电压利用 O 率可以到1以上。

uVN'

缺点:输出波形中 O

含5次、7次等低次谐波u UVOωtωt ωt ωt39 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 叠加3次谐波调制法 uu r1

在相电压调制信号中

叠加3次谐波,使之成为O

鞍形波,输出相电压中也

含3次谐波,且三相的三 u

次谐波相位相同。合成线

电压时,3次谐波相互抵

消,线电压为正弦波。Ou r3 wtu r1 u r u cwt40 2.2 SPWM逆变及其控制方法? PWM逆变电路的多重化? PWM多重化逆变电路,一般目 的:提高等效开关频率、减少 开关损耗、减少和载波有关的 谐波分量? PWM逆变电路多重化联结方式 有变压器方式和电抗器方式

两个单元逆变电路的载波信号 相互错开180°41 2.2 SPWM逆变及其控制方法uuc1 uc2 urUu rV

输出线电压共有0、(±1/2)Ud、 O

±Ud五个电平,比非多重化时谐

波有所减少u U 1N 'Ud

电抗器上所加电压频率为载波 频率,比输出频率高得多,只2O?Ud 2

要很小的电抗器就可以了uU2N' O

输出电压所含谐波角频率仍可uUN'

表示为nwc+kwr,但其中n为奇数 O

时的谐波已全被除去,谐波最uVN'

低频率在2wc附近,相当于电路O

的等效载波频率提高一倍uUV UdO -Udωt

图 6-21ωtωt ωt ωtωt42 2.2 SPWM逆变及其控制方法? PWM跟踪控制技术? 滞环比较方式 ? 三角形比较方式

跟踪型PWM变流技术,电流跟踪控制应用最多43 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 滞环比较方式基本原理

– 把指令电流i*和实际输出电流i 的偏差i*-i作为滞环比较器的输入

– V1(或VD1)通时,i增大 – V2(或VD2)通时,i减小 – 通过环宽为2DI的滞环比较器的 i

控制,i就在i*+DI和i*-DI的范

围内,呈锯齿状地跟踪指令电流i*

参数影响 – 环宽过宽时,开关频率低,跟

踪误差大;

环宽过窄时,跟踪 O 误差小,但开关频率过高,开 关损耗增大

– L大i变化率小,跟踪慢 – L小i变化率大,开关频率过高ii*i* + D It i* - D I 滞环比较方式的指令电流和输出电流 44 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 滞环比较方式(三相)三相电流跟踪型PWM 逆变电路三相电流跟踪型PWM逆变电 路输出波形45 2.2 SPWM逆变及其控制方法

滞环比较方式电流跟踪型PWM变流技术特点: ? 硬件电路简单 ? 实时控制,电流响应快 ? 不用载波,输出电压波形中不含特定频率的谐波 ? 与计算法及调制法相比,相同开关频率时输出电

流中高次谐波含量多 ? 闭环控制,是各种跟踪型PWM变流电路的共同特点46 2.2 SPWM逆变及其控制方法

z 滞环比较方式电压跟踪控制

把指令电压u*和输出电压u进行比较,滤除偏差信号

中的谐波,滤波器的输出送入滞环比较器,由比较器输 出控制开关器件的通断,从而实现电压跟踪控制47 2.2 SPWM逆变及其控制方法

z 滞环比较方式电压跟踪控制? 和电流跟踪控制电路相比,只是把指令和反馈信号从电流变 为电压? 输出电压PWM波形中含大量高次谐波,要用适当的滤波器滤除? u*=0时,输出电压u为频率较高的矩形波,相当于一个自励振荡电路? u*为直流信号时,u产生直流偏移,变为正负脉冲宽度不等,

正宽负窄或正窄负宽的矩形波? u*为交流信号时,只要其频率远低于上述自励振荡频率,从u

中滤除由器件通断产生的高次谐波后,所得的波形就几乎和u* 相同,从而实现电压跟踪控制48 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 三角形比较方式? 基本原理

– 不是把指令信号和三角波直接进行比

较,而是通过闭环来进行控制U d

– 把指令电流i*U、i*V和i*W和实际输出

电流iU、iV、iW进行比较,求出偏差,

通过放大器A放大后,再去和三角波进

行比较,产生PWM波形

– 放大器A通常具有比例积分特性或比例

特性,其系数直接影响电流跟踪特性? 特点

– 开关频率固定,等于载波频率,高频滤

波器设计方便

– 为改善输出电压波形,三角波载波常用三相三角波载波

– 和滞环比较控制方式相比,这种控制方

式输出电流所含的谐波少负 载-iUC+ -A+i* UC+ -A-iVi*+V-iWC+ -Ai* +W三相三角波 发生电路49 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 电压空间矢量PWM控制三相交流相电压可以由一个空间U anω U

电压矢量或其两个分量代替U cnU bnuan (ωt) = U cosωt

( ) ubn (ωt) = U cos ωt ?120o ( ) ucn (ωt) = U cos ωt +120o

假定一个新的电压空间矢量u an (ω t ) = U cos ω t = U d

( ) ubn (ω t ) = U cos ω t ? 120 o= U d cos 120 o + U q sin 120 oUd = U cosωt Uq = U sin ωtU = Ud + jU q=?1 2Ud+3 2 Uq

( ) ubn (ω t ) = U cos ω t + 120 o

可以推导出新电压空间矢量与三 相交流相电压之间的关系= U d cos 120 o ? U q sin 120 o=?1 2Ud?3 2 Uq50 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 电压空间矢量PWM控制

矩阵表示新电压空间矢量与三相交流相 电压之间的关系,即为:?uan (ωt)? ? 1 ??ubn (ωt)?? = ???1/ 2 ??ucn (ωt)?? ???1/ 2?U ??Ud q? ? ?=?1 ??0?1/ 2 3/20??3/ 32? ?/ 2???U ??Ud q? ? ?? ?1/ 32? / 2???uan ??ubn ??ucn

(ωt (ωt (ωt)? )?? )??U an U cnω UU bn

表明:新电压空间矢量与三相交流相电压矢量之间可

以相互转换51 2.2 SPWM逆变及其控制方法?电压空间矢量PWM控制

再来看三相逆变器情况假定:? 开关管导通为1,关断为0? 因防直通,故上下桥臂开 关管导通情况互补,即: 上桥臂导通,下桥臂则关 断,反之亦然

这样三相6个开关管 的全部开关状态,共有 也只有8种组合52 2.2 SPWM逆变及其控制方法?电压空间矢量PWM控制

状态 0态V0

SaSbSc 0001态V10012态V20103态V30114态V41005态V51016态V61107态V7111

由于0态是三相的上面3管全部关断下面3管全部开通,7

态是三相的上面3管全部开通下面3管全部关断,此时三相输

出电压均为0,故称为0矢量,其余6种称为非0矢量。空间矢

量PWM控制就是利用6种非0矢量和2种0矢量的组合实现三

相正弦交流电压输出53 2.2 SPWM逆变及其控制方法?电压空间矢量PWM控制GV30O1P1OjβGV2 PP0O10

S扇EC区TOIIRI IIIGV41O0P0P

扇S区ECITI ORIIGω Vrefθ11P1PP OO0O00GV0

SE扇C区TOIR IGV1 α

P0O0O1

S扇EC区TIOVR IV

S扇EC区TVOR V

SE扇C区TOVRI VI1O01OP GV5G P1O1P0V6

可以验证:6个非0矢量所处的角度,0o, 60o , 120o , 180o , 240o , 300o 时三相逆变桥输出的三相交流电压

瞬时值与三相正弦交流相电压的瞬时值相同。

因此,只要 按时切换6个非0矢量就可以模拟出三相正弦交流相电压。 54 2.2 SPWM逆变及其控制方法?电压空间矢量PWM控制55 2.2 SPWM逆变及其控制方法?电压空间矢量PWM控制GV30O1P1OjβGV2 PP0O10G V2

扇S区ECITI OR

S扇EC区TOIIRI IIIGV4IIG ω SE扇C区TOIR IVrefGTb TsG V2G VrefθV1 α1O0P0P11P1PP OO0O00

P0O0O1θG

S扇EC区TIOVR IVGV0

SE扇C区TOVRI VITa TsG V1V1

S扇EC区TVOR V1O01OP GV5G P1O1P0V6

通过控制相邻两个矢量以及0矢 量在60o扇区中的各自作用时间

不过这样模拟出的三相

长短来实现两个非0矢量的等效

正弦交流相电压,其幅

幅值大小,达到其合成矢量的

值和相位不可控

幅值和相位均可控目的56 2.2 SPWM逆变及其控制方法?电压空间矢量PWM控制7段切换法GV0O0O00Ov ANGV1

P00O1O0vBN0vCN0T0Ta42GV2

P0P10OTb 2GV0

P11P1PVdGV2

P01P0OVdVdT0Tb22GV1

P0O01OGV0O0O00OTaT024Ts

开关次数为657 2.2 SPWM逆变及其控制方法?电压空间矢量PWM控制

交替切换法GV0O0O00Ov AN0vBN0vCN0T0 4GV2

P01P0OTb 2GV1

P0O01OTa 2GV0

P11P1PVdGV1

P0O01OVdVdT0Ta22GV2

P01P0OGV0O0O00OTbT024Ts

开关次数为1058 2.2 SPWM逆变及其控制方法?电压空间矢量PWM控制5段切换法GV0O00O0Ov AN 0v BN 0vCN0T0 2GV1

P00O1OTa 2GV20P1P0OVdVdGV10P0O1OGV0O00O0OTbTaT022Ts (a) Sequence AGV01P1P1PGV2

P01P0OGV1

P00O1OVdGV2

P01P0OGV01P1P1PVdVdT0TbTaTbT02222Ts (b) Sequence B59 2.2 SPWM逆变及其控制方法?电压空间矢量PWM控制 7段切换法

SectorVIVIVVIVIIIIIIIIIv ABVd0π2π3πIV IIIv AO2Vd / 30iA0π2π3π

f1 = 60Hz, fsw = 900Hz, ma = 0.696, Ts = 1.1ms60 2.2 SPWM逆变及其控制方法?电压空间矢量PWM控制 5段切换法vg12π / 3vg3vg52π4πvABVd02π4πiA02π4π? f1 = 60Hz, fsw = 600Hz, ma = 0.696, Ts = 1.1ms61 2.2 SPWM逆变及其控制方法

电压空间矢量PWM控制

特点: ? 提高直流电压利用率 ? 降低开关次数,可减少开关损耗 ? 计算量小 ? 因两电平360o之内只有6个非0矢量,故输出频率比较低

时,谐波比较大62 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 多电平逆变技术? 大容量应用场合需要,单个逆变器容量难以满足要求 ? 高压应用场合要求,单管耐压不够 ? 高性能谐波要求,单个逆变器的滤波器负担很重

不过,多电平逆变问题:

结构复杂、电力电子器件数很多、控制复杂,还有 可能存在多管的静态和动态均压均流等63 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 多电平逆变技术64 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 多电平逆变技术12阶梯波逆变器65 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 多电平逆变技术24阶梯波逆变器66 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 电流源型逆变器(单相)Voltage Source Inverter (VSI)Current Source Inverter (CSI)67 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 电流源型逆变器(单相)

电流源谐波较大,应用 场合不多,研究也较少负载电流68 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 电流源型逆变器(三相)Voltage Source Inverter (VSI)Current Source Inverter (CSI)69 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 电流源型逆变器(三相)负 载 电 流70 2.2 SPWM逆变及其控制方法

逆变器输出波形性能指标? ?谐波系数HF(Harmonic Factor)HFn=Vn V1

总谐波系数THD(Total Harmonic Distortion Factor)THD=1V1∞∑Vn2n=2

∑ ? 畸变系数DF(Distortion Factor),考虑LC滤波

DF = 1 V1∞ n=2?? ?Vn n2??2 ?? 其它指标 最低次谐波、逆变效率、单位重量(体积)输出功率、可靠性指标、直 流电流交流分量及脉动频率、电磁干扰EMI、电磁兼容EMC等71 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 软开关技术简介? 实际电力电子器件并非理想器件,在其导通过程以及 开通与关断过程中均有损耗,损耗一方面使变换效率 降低,更重要的是带来发热问题,当管芯温度大于 150o之后,器件性能迅速变差并可能损坏。? 导通过程中的损耗一般决定于器件的通态压降,主要 由器件特性决定,用户难以减小? 开通与关断过程中的损耗可以考虑采用软开关技术大 幅度降低? 目前,软开关技术主要应用在低压变换电路72 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 软开关技术简介? 所谓软开关技术就是让电力电子器件在其端电压为0时开 通,流过其电流为0时关断。

与之对应的称为硬开关。? 常规变换电路中不能满足软开关条件,故需要另外增加辅 助电路,一般采用LC振荡实现。73 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 软开关技术简介

器件功率损耗=器件端电压×流过器件的电流

硬开关功率损耗

零损耗开关过程74 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 软开关技术简介

软开关功率损耗

硬开关功率损耗75 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 软开关技术简介--零电压开通准谐振电路ZVS等效电路76 2.2 SPWM逆变及其控制方法? 软开关技术简介--零电流关断准谐振电路ZCS等效电路77 2.1和2.2 小结? 2.1 SPWM基本原理

简述通过电力电子器件开通和关断实现电能DC和AC之间 相互转换的思路? 2.2 SPWM逆变及其控制方法

– 调制法(自然采样、规则采用) – 计算法(等面积、特定谐波消除、智能优化) – 谐波分析 – 提高直流电压利用率方法(梯形调制、3次谐波注入) – PWM跟踪控制(滞环比较、三角形比较) – 矢量控制 – 多重化结构 – 电流源型逆变器简介 – 软开关技术简介78

脉宽调制(PWM)基本原理:控制方式就是对逆变电路开关器件的通断进行控来制,使输出端得到一系列幅值相等的脉冲,用这些脉冲来代替正弦波或所需要的波形。也就是在输出波形的半个周期中产生多个脉冲,使各脉冲的等值电压为正弦波形,所获得的输出平滑且低自次谐波少。按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制,即可改变逆变电路输出电压的大小,也可改变输出频率。扩展资料:脉宽调2113制通常有两种方法:1、整体脉宽调制,对控制对象进行控制器设计,并根据控制要求的作用力大小,对整个系统模型进行动态的数学解算变换,得出固定力输出应5261该持续4102作用的时间和开始作用时间。2、脉宽调制器,不考虑控制对象模型,而是根据输入进行“动态衰减”性的累加,然后经过某种算法变换后,决定输出所持续的时间。这种方式非常简单,也能达到输出作用近似相同。脉宽调制控制技术结构简单、易于实现、技术比较成熟,俄罗斯已经将其成功地应用于远程火箭的角度稳定系统控制中。参考资1653料来源:百度百科—脉冲宽度调制内容来自www.egvchb.cn请勿采集。

www.egvchb.cn true http://www.egvchb.cn/wendangku/z5s/f54g/j5929855222v/kaaea998fcc22bcd126fff6055d13l.html report 61321 因转码可能存在排版等问题,敬请谅解!以下文字仅供您参考:2 SPWM原理及控制方法 2.1 SPWM基本原理? 电能最基本的形态为:DC、AC 四大基本状态转换: DC→AC、DC→DC、AC→DC、AC→AC? 电力电子器件只是工作在两种状态 开通、关断 开通:即工作在高度饱和导通状态如何利用电力电子器件的开通和关断两 种状态实现 电能四大基本状态之间的转换 就是电力电子学所要研究的核心内容3 2.1 SPWM基本原理理想开关:? 导通电阻为0
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